基于頻分復用的多端全雙工無線能量信息同步傳輸方法

　　摘要：多端口無線能量路由器是一種新型電力電子系統，可實現多源多負載間的無線能量傳輸。除能量傳輸外，無線能量路由器還應具備同步傳輸信息的能力，所傳信息包括源載狀態、設備 ID、電氣參數等。本文面向多端口無線能量路由器，提出了一種全雙工無線能量信息同步傳輸方法，通過建立等效電路模型，分析了不同工作模式下的信息傳輸路徑增益，探討了關鍵元件參數對信息傳輸性能的影響。利用頻分復用技術實現全雙工傳輸時，針對某一端口存在多種頻率的信息載波難以解調的問題，采用分頻阻抗網絡，通過對信息載波進行預處理，使其能夠解調得到來自不同端口的信息。最后通過實驗驗證了所提出方法的有效性。

　　關鍵詞：多端，無線能量信息同步傳輸，全雙工，頻分復用，阻抗網絡

　　雷珂林; 劉福鑫， 中國電機工程學報 發表時間：2021-10-28

　　0 引言

　　在區域型多負載設備無線供電場合，如工業機器人群、電動汽車、體內植入設備和家用電子等，隨著源和負載數量的增多，傳統的“一對一” 式無線能量傳輸(Wireless Power Transfer, WPT) 技術已不能滿足系統需求[1-4]。為了解決這一問題，文獻[5]提出了多端口磁諧振式無線能量路由器的概念，它能夠實現各個端口間的能量無線傳輸，滿足多源和多負載的功率調配和控制需求。

　　在無線能量路由器實際應用時，除功率傳輸外，還需要實現各端口間的信息傳輸，包括源載狀態、設備 ID 及其它即時信息等。這些信息能夠幫助無線能量路由器更好地實現設備位置檢測、功率分配及負載識別等功能[6-9]。也就是說，實現無線能量信息同步傳輸 (Simultaneous Wireless Information/Power Transfer, SWIPT)是無線能量路由器的重要特征和功能。

　　現有的 SWIPT 技術主要可分為兩類，一類包含兩個或多個傳輸線圈分別對能量及信息進行傳輸[10-12]，如文獻[10]提出了利用不同的無磁芯線圈傳輸能量和數據的方案，并研究了數據線圈形狀對傳輸性能的影響，但這類技術系統結構復雜，不易于分析，相關研究較少;另一類則采用單一線圈結構，能量信息均通過該線圈進行傳輸，能夠有效減小裝置尺寸。如文獻[13]提出了一種利用三次諧波實現信息傳遞的方法，其通過改變基波頻率進一步改變三次諧波頻率，使其偏離信息接收端諧振頻率，通過調整接收端三次諧波幅值實現信息傳輸。文獻[14-18]利用附加裝置實現高頻信息載波的加載與提取，其頻率與功率載波頻率比值一般可達 10 倍以上，可以有效抑制功率載波高次諧波對信息傳輸的干擾，達到較高的信息傳遞速率。但上述這些研究大多局限于單源單負載應用場合，無法滿足無線能量路由器中多端口間的能量傳輸和通信需求。

　　為此，本文針對多端口無線能量路由器，提出一種基于頻分復用的多端全雙工 SWIPT 方法，系統采用 H 橋單元加等效 LCC 復合補償網絡實現端口間的能量傳輸，利用信息處理電路實現端口間的信息載波加載與提取。為了分析不同工作模式下的信息傳輸路徑增益，建立了無線能量路由器系統等效模型。在此基礎上，揭示了信息傳輸增益與部分元件參數的關系，為關鍵元件參數設計提供依據。通過在信息處理電路中加入分頻阻抗網絡的方式，解決了多端口間信息傳輸時接收端同時存在多種頻率信息載波難以解調的問題。搭建了一臺三端口無線能量路由器原理樣機，通過實驗驗證了所提出方法的有效性。

　　1 多端無線能量路由器建模與分析

　　1.1 系統原理圖

　　圖 1 給出了含信息處理電路的多端口無線能量路由器原理圖，其中，各端口電路均由兩個部分組成，即由 H 橋單元和等效 LCC 復合補償網絡構成的功率處理電路以及由信息加載提取電路、分頻阻抗網絡及解調電路等所構成的信息處理電路。功率處理電路實現能量的雙向流動，信息處理電路實現信息載波的加載、提取、預處理與解調。為了便于分析和設計，各端口結構對稱。

　　圖 1 中等效 LCC 補償網絡與傳統 LCC 補償網絡不同之處在于，附加電感 LE2n-1 與諧振電容 Cn 共同組成等效諧振電容 Cequal-n，并滿足以下諧振條件： 1 1 1 1 = p sn p n p sn p equal n p En p equal n p n L L C C L C C ? ?? ??? ? ? ? ? = = ? ???? ? ?? (1) 其中，ωp 為功率載波角頻率。當功率處理電路工作在該頻率時，等效 LCC 補償網絡工作原理與傳統 LCC 補償網絡相同。

　　對于信息處理電路，其最重要的指標是傳輸路徑增益。若傳輸路徑增益過小，則其容易受到功率載波高次諧波及噪聲干擾;而若傳輸路徑增益過大，則又會對來自其它端口的信息載波造成影響，使得信息解調困難。因此有必要對不同工作模式下的信息傳輸路徑增益進行分析，并通過參數設計獲得合適的增益。

　　1.2 信息傳輸路徑增益分析

　　本文以應用于電動汽車充電的三端口無線能量路由器為研究對象，分析其信息傳輸路徑增益。根據汽車無線充電行業標準[19]，系統功率載波頻率設定為 85kHz，由文獻[17]可知，當信息載波頻率高于功率載波頻率一個數量級時，二者干擾程度較小，此時補償電容 Csn、補償電感 Lsn 并聯電路阻抗值很小，可與諧振電容 Cn 一樣等效為短路。因此，信息載波頻率應為 850kHz 以上。同時，為實現不同端口間的全雙工信息傳輸，本文采用頻分復用技術，即通過對多路信息載波采用不同頻率進行調制，達到多路信號同時傳輸的目的，進而實現全雙工信息傳輸。因此，本文將信息載波頻率設置在兆赫茲級別，且各端口采用的信息載波頻率值不同。在此頻率等級下，簡化后的三端口無線能量路由器等效電路如圖 2 所示。其中，Udn (n=1,2,3)為信息處理電路的端口電壓， REn (n=1,2,3)為附加電阻。當其它端口向本端口傳輸信息時，附加電阻上會產生對應頻率的接收電壓 Urxn 。 CEn (n=1,2,3) 為附加電容， LEn (n=1,2,……,6)為附加電感，其兩兩之間緊密耦合 ， 完 成 信 息 載 波 的 加 載 與 提 取 功 能 。 MEn (n=1,2,3)為 LE2m 與 LE(2m-1) (m=1,2,3)間的互感值， Ln (n=1,2,3)為線圈電感，Mij (i≠j, i=1,2,3, j=1,2,3) 為 i#端口線圈與 j#端口線圈間互感。

　　在本文研究的三端口無線能量路由器中，2# 和 3#端口作為負載端，其耦合程度較弱，兩者之間的互感 M23 忽略不計。按照信息傳輸路徑的不同，信息處理電路可分為“一傳二”及“二傳一” 兩種工作模式，圖 3 給出了信息傳輸模式示意圖。

　　由圖 3 可知，當“一傳二”及“二傳一”工作模式協同工作時，1#和 2#端口，1#和 3#端口間可實現信息前向傳輸及反向傳輸，而 2#端口與 3# 端口間的信息全雙工傳輸可通過 1#端口中繼轉發實現，由此完成三個端口間的信息全雙工傳輸。信息處理電路中端口電壓 Udn 包含本端口信息發射電壓 Utxn 及來自其它端口的信息接收電壓 U (m) rxn (m=1,2,3)兩部分。信息傳輸增益 Gij(i≠ j)定義為 j#端口接收到的來自 i#端口的電壓與 i# 端口發射電壓之比，其表達式如下：

　　在“一傳二”工作模式下，僅考慮 1#端口頻率分量，則 2#端口及 3#端口折算到 1#端口的等效阻抗 Z2equal 和 Z3equal 如圖 2 中虛線部分所示，其表達式分別為：

　　由此，圖 2 所示等效電路可進一步簡化為圖 4。其中，1#端口信息傳輸等效阻抗 Z1in 可表示為：

　　圖 4 中，1#端口附加電阻 RE1 不影響信息傳輸路徑增益。假設信息傳輸過程中沒有功率損耗，則 1#端口信息發射功率 P1in等于 2#端口附加電阻 RE2 消耗功率 P2out 與 3#端口附加電阻 RE3 消耗功率 P3out之和。由于各端口參數一致，故 P2out=P3out。信息傳輸增益 G12、G13 可由下列各式計算所得：

　　圖 5 給出了“一傳二”工作模式下不同數據載波頻率信息傳輸增益隨附加電容 CEn 及線圈電感 Ln 變化的曲面圖。可以看出，無論數據載波頻率高低，數據傳輸增益總存在極大值，如圖中標注所示。在極大值附近附加電容值的變化會引起信息傳輸增益的劇烈變化，線圈自感也會對極值點造成一定的影響。

　　在“二傳一”工作模式下，2#端口與 3#端口發射信息的傳輸路徑增益相同，因此以 2#端口為例分析該工作模式下的信息傳輸路徑增益。此時信息處理電路簡化等效電路如圖 6 所示。

　　由圖 6 可得從 2#端口(或 3#端口)到 1#端口的傳輸路徑增益 G21(或 G31)表達式為：

　　進一步分析可知，“二傳一”工作模式下的傳輸路徑增益與諧振電容值及線圈自感值有關。

　　結合上述分析可知，諧振電容及線圈自感的取值應首先使得目標信息傳輸增益大小滿足后續解調需要。考慮三種頻率下的增益變化范圍，本文設定各增益應滿足如下條件：

　　利用 MATLAB 繪制各端口采用不同頻率時的數據傳輸增益等高線圖，如圖 7 所示。其中，

　　每條等高線上不同諧振電容及線圈自感的組合所對應的增益相同，其增益大小標注在等高線旁。兩條相同傳輸路徑的傳輸增益等高線內側區域傳輸增益大于等高線外側區域傳輸增益。因此，滿足式(9)的區域為 G12 等高線內側、G21 及 G31 等高線內側的交集區域。由圖 7 可知，當采用不同的頻率分配方案時，均存在滿足增益要求的附加電容值及線圈自感值，如圖 7(b)中陰影區域所示。圖 7 中同樣給出了非目標傳輸增益 G23 及 G32 等高線，設計參數時應盡量位于兩條相同傳輸路徑的非目標傳輸增益等高線外側區域。

　　在滿足增益條件的前提下，由于 2#端口及 3# 端口同時向 1#端口傳輸信息，二者所采用的信息載波頻率應存在一定差別以便于解調。因此，本文設定 1#端口、2#端口和 3#端口的數據載波頻率分別為 1.5MHz、1.8MHz 及 1.4MHz。此外，為了抑制功率載波對信息處理電路的干擾，附加電容值應盡可能小。最終本文設定附加電容值在 400pF 附近，線圈電感值在 52uH 附近。

　　考慮到實際應用場景中信息載波頻率的多樣性，在上述分析的基礎上，對三端口相對載波頻率不同的情況展開分析。定義 2#端口、3#端口與1#端口信息載波頻率之比分別為 α、β，其表達式如下： 2 3 1 1 , f f f f ? ? = = (10) 由前述分析可知，在一定頻率范圍內，2#端口、3#端口信息載波頻率差值應盡量大，因此本文設定 α<1，β>1。同時定義在給定的 CEn 及 Ln 參數變化范圍內，滿足增益要求的參數范圍占全部參數范圍的百分比為有效參數比 ρ，圖 8 給出了當 f1=1.5MHz 時 ρ 隨 α、β 變化的曲面圖。可以看出，當 α 及 β 的值逐漸偏離 1 時，ρ 的值迅速減小，即當 f2、f3 距離 f1 越遠時，滿足增益要求的參數越來越少，最終無法設計出合適的附加電容及線圈電感值。因此在實際應用中，三端口各自信息載波頻率應有所區分，但相對頻率差異不宜過大，否則會對參數設計造成困難。

　　2 信息處理電路

　　當系統處于全雙工傳輸狀態時，1#端口信息處理電路端口電壓 Ud1 包含三種頻率分量，即本端口發射信息載波頻率分量 f1 以及來自 2#和 3# 端口的接收信息載波頻率分量 f2 和 f3。在這種情況下，各種頻率載波混雜，無法僅通過單級解調電路進行解調獲取所傳輸信息，因此本文采用多級信息處理電路，其原理圖如圖 9 所示。按照功能不同，信息處理電路可分為信息加載提取電路、分 頻 阻 抗 網 絡 及 調 幅 調 制 (Amplitude Shift Keying, ASK)解調電路等多個部分。其中，分頻阻抗網絡主要包括回波消除阻抗網絡及 LC 選頻阻抗網絡兩部分。

　　信息處理電路各部分作用分別為：信息加載提取電路與線圈電感共同構成信息傳輸路徑的主要部分，實現信息在各端口間的傳輸;回波消除阻抗網絡的主要作用是消除本端口發射信息載波對后續解調造成的干擾，其電路如圖 9(a)虛線部分所示;LC 選頻阻抗網絡則利用并聯諧振性質，區分不同頻率的接收信息載波，抑制二者之間的互相干擾，其電路如圖 9(b)所示。圖 9(c)為后續解調電路，本文采用調制方式為 ASK。上述各部分電路前后級聯，最終分兩路輸出來自不同端口的二進制信息。

　　在實際設計時，回波消除阻抗網絡及 LC 選頻阻抗網絡的參數對信息處理效果影響較大，因此對其進行分析。

　　由文獻[20]可知，當回波消除阻抗網絡滿足下列表達式時，其 C、D 兩端電壓 Urx1 僅包含來自其它端口的接收電壓分量 U (2) rx1 及 U (3) rx1： 3 1 3 2 equal equal R Z R R Z Z = + + (11) 其中，Zequal 為僅考慮本端口頻率分量情況下的傳輸路徑等效阻抗。

　　此時，經過回波消除阻抗網絡預處理后的電壓信號 Urx1 不再受發射信息載波造成的干擾。將其經過運算放大器隔離放大后送入 LC 選頻阻抗網絡。該網絡由兩并聯 RLC 電路串聯構成，當各元件參數滿足下列諧振條件時，該網絡具備選頻能力：

　　其中，為便于設計，各選頻電容參數值相等，即： C C C C p p p p 21 22 31 32 = = = (13) 各 RLC 電路品質因數的表達式為： 2 3 2 3 2 2 3 3 , p p p p R R Q Q ? ? L L = = (14) 由式(14)可繪制出品質因數與選頻電阻及選頻電感的關系曲線，如圖 10 所示。

　　品質因數 Qn (n=2,3) 越大，選頻性能越好。經選頻網絡處理后所輸出的兩路電壓信號即為來自不同端口的信息載波，其幅值大小與二進制信息一一對應。本文后續采用包絡檢波法對其進行解調，最后經過比較器后輸出二進制信息。

　　3 實驗結果

　　為驗證上述分析的正確性，搭建了一臺三端口無線能量路由器樣機，如圖 11 所示。樣機關鍵參數如表 1 所示。

　　圖 12 給出了“一傳二”工作模式下能量信息同步傳輸時功率處理電路的電壓波形及其頻譜圖，其中 1#端口為輸入端口，2#及 3#端口為輸出端口。可以看出，此時 85kHz 功率載波及 1.5MHz 信息載波均通過同一線圈進行傳輸。“二傳一”工作模式下電壓波形與“一傳二”模式類似，不再重復給出。

　　圖 13 給出了“一傳二”工作模式下 2#端口及 3#端口信息處理電路關鍵波形。圖 13(a)、(b) 中，Ud2 與 Ud3 分別為 2#端口及 3#端口附加電阻電壓，二者所含頻率分量主要為 1.5MHz。Urx2 與 Urx3 則分別為 Ud2 與 Ud3 經過回波消除阻抗網絡后的輸出電壓，其幅值高低與二進制信息保持對應關系。U (1) LC2 及 U (1) LC3 為 2#端口及 3#端口 LC 選頻網絡輸出電壓信號，經過選頻網絡處理后幅值高低差異更明顯，有利于后續解調。U (1) sig2 與 U (1) sig3 為經過解調后得到的電壓信號，受比較器壓擺率限制，高低電平轉換速度較慢，波形出現一定畸變，但其高低電平仍與 1#端口輸入二進制信息保持一致。

　　圖 14 給出了“二傳一”工作模式下 1#端口信息處理電路關鍵波形。圖 14 (a) 中，Ud1 為 1# 端口附加電阻 RE1 電壓，其主要包括 1.4MHz 和 1.8MHz 頻率分量。Urx1 為 Ud1 經過回波消除阻抗網絡后的輸出電壓。由 LC 選頻網絡所輸出電壓信號 U (2) LC1 及 U (3) LC1 波形可以看出，其目標頻率分量幅值大于非目標頻率分量幅值，后續解調不會受非目標頻率分量的干擾。U (2) sig1 與 U (3) sig1 為經過解調后得到的電壓信號，其幅值高低分別與 2#端口與 3#端口輸入的二進制信息保持一致，充分驗證了本文所提出方法的有效性。兩種工作模式下的數據傳輸速率均為 5kbps。

　　4 總結

　　與單源單負載系統相比，多端無線能量路由器進行能量信息同步傳輸時工作模式更加多樣，所用信息載波頻率分量更加復雜，難以利用傳統 SWIPT 技術實現。為此，本文提出了一種基于頻分復用的多端 SWIPT 方法，通過建立系統等效電路模型，分析了不同工作模式下的信息傳輸增益，為關鍵元件參數設計提供了依據，使不同傳輸路徑增益均能同時滿足信息解調需要。相比于傳統 SWIPT 技術，該方法具備更強的頻率分辨能力，能夠區別來自不同端口的復雜信息載波，并進行相應處理以獲得有效信息，滿足多端 SWIPT 需求。最后，通過實驗證明了所提出方法的正確性及有效性。