基于諧振電路與脈沖變壓器的高壓脈沖源設計

　　摘 要 ： 提出一種基于諧振電路與脈沖變壓器結合的高壓脈沖實現方案，該方案利用電容與電感的諧振效應，結合脈沖變壓器的升壓作用，在僅使用一個半導體開關的條件下，實現高壓脈沖的輸出，其結構簡單，成本低，并且可實現零電壓關斷。并對于電路的運行模式進行了理論分析，搭建了原理樣機進行實驗。容性負載條件下，實現頻率 1～15 kHz、幅值 0～10 kV 可調的高壓脈沖輸出，對比分析了續流支路以及續流電阻對于輸出高壓脈沖波形的影響。利用該脈沖電源進行 DBD 放電實驗，成功驅動介質阻擋放電反應器，驗證了該方案的可行性。

　　關鍵詞： 諧振電路; 脈沖電源; 脈沖變壓器; 介質阻擋放電

　　饒俊峰; 湯鵬; 王永剛; 姜松; 李孜 強激光與粒子束 2021-12-17

　　臭氧是一種有刺激性氣味的淡藍色氣體，具有很強的氧化性，廣泛應用于醫療衛生、空氣凈化、殺菌消毒、飲用水處理等領域[1-5]。介質阻擋放電(DBD)法是常用的臭氧制備方法，該方法利用高壓電源激勵介質阻擋放電裝置，在 DBD 氣隙中形成微放電通道，產生大量活性粒子，這些活性粒子與氧氣發生化學反應生成臭氧[6-7]。常用介質阻擋放電激勵源為正弦交流或者脈沖高壓電源，相對于正弦交流電源而言，脈沖電源在時間尺度上將能量進行壓縮，具有更快的上升沿和下降沿，且脈寬、頻率等參數都可以連續調節，其激發的等離子體具有電子密度更高、氧原子產率也更高等優勢[8]。

　　基于固態開關的 Marx 電路是經典的脈沖發生電路，其原理是利用多級電容并聯充電，由控制信號控制 MOSFET 或者 IGBT 的開通與關斷，將多個電容串聯起來放電，實現電容電壓的疊加從而輸出高壓脈沖[9]。然而，Marx 電路也面臨著以下難題：①難以保證驅動信號的同步性，充放電過程不同步，容易導致高壓脈沖波形畸變[10-11] ;②驅動電路與主電路之間高壓隔離困難，技術復雜[12-14] ;③高壓條件下，電磁干擾(EMI)問題嚴重，信號和驅動易受干擾，引起開關管誤動作，保護電路設計復雜[15-17] ;④隨著級數的增加，開關管的數量增加，電源成本隨之增加。

　　Marx 結構的脈沖電源相對復雜、隔離驅動技術要求高，而基于諧振電路與脈沖變壓器結合的脈沖實現方案，具有電路結構簡單、使用電子器件少、電源穩定性高等優勢。馮衛強等人利用全橋電路結構設計出一款雙極性脈沖電源，并將產生的低溫等離子體應用于煙氣治理領域[18]。然而全橋結構需使用四個開關管，相對來說成本高，同時增加了控制時序的復雜度，且全橋結構具有直通風險。You Changqi 等人設計了一臺基于半橋結構的高壓脈沖電源，該方案利用兩個開關管，實現在 500 V 直流輸入下，輸出幅值 12 kV、頻率 15 kHz 單極性高壓脈沖[19] ，相對于全橋結構，半橋結構使用兩個開關管降低了成本，但是直通風險仍然存在。本課題組曾經基于諧振原理，使用一個開關管就實現了頻率 10～20 kHz、幅值為 5～10 kV 可調的脈沖電壓[20] ，該方案將開關器件的使用數目減少到 1 個，結構更為簡單，保證電源可靠性的同時進一步降低了硬件成本，但是由于脈沖變壓器中殘余能量無法及時泄放，導致在不同頻率下，負載電壓波形畸變嚴重。

　　本文在文獻 [20] 的基礎上，對原有方案進行改進，增添了續流支路，有效解決了變壓器中殘余能量導致的輸出脈沖波形畸變問題。首先，本文分析了該電路拓撲結構的工作原理，搭建了實驗樣機，容性負載下實現頻率 1～ 15 kHz、幅值 0～10 kV 可調的高壓脈沖輸出，并且分析了續流支路以及續流電阻對于輸出高壓脈沖波形的影響，驗證了電路的零電壓關斷過程。最后將該脈沖電源驅動介質阻擋放電反應器，并對改進前后的電路的放電效果進行了比較。

　　1 電路原理分析

　　本部分內容主要介紹所設計電路的工作原理。圖 1 為改進后的基于諧振電路與脈沖變壓器的脈沖電源原理圖，它主要由直流電壓源 Vdc，功率開關 Q 及其反并聯二極管 D，諧振電容 Cr，諧振電感 Lr，以及二極管 Dp 和電阻 Rp 組成的續流支路 ，升壓脈沖變壓器 ，輸出端負載等效電 容 Cout 及其并聯電阻 Rout 構成，Lleakage 為變壓器漏感，Lm 為變壓器勵磁電感，變壓器變比為 1∶n。該電路的工作過程可分為三個階段。下面將結合圖 2 所示的該脈沖電源工作過程中的相關理論波形展開討論，圖中：t0～t1 表示電路工作過程的第一階段，t1～t2 表示電路工作過程的第二階段，t2～t3 表示電路工作過程的第三階段; Vge 表示功率開關 Q 的控制信號，Ir 表示流過諧振電感的電流，Vcr 表示諧振電容兩端的電壓，Ip 表示流入變壓器的原邊電流，Vo 表示輸出脈沖電壓。

　　1.1 第一階段(t0～t1)

　　第一階段電路工作狀態如圖 3 所示。t0 時刻開關 Q 閉合，階段 1 開始。直流電壓源 Vdc, 諧振電感 Lr ,諧振電容 Cr ,功率開關 Q 構成諧振回路。由于諧振效應，電流 Ir 從零開始按正弦規律變化，諧振電容 Cr 被充電，其兩端電壓 Vcr 開始上升，參考極性圖中已標注。諧振電容電壓的極性是上正下負，二極管 Dp 承受反向電壓處于截止狀態，沒有電流流入 Rp 與 Dp 構成的續流支路。流入變壓器的原邊電流 Ip 等于諧振電流 Ir 與諧振電容電流之差，其作用是將變壓器原邊電壓 Vcr 升高并傳遞到副邊。變壓器勵磁電感 Lm 與原邊負載等效電容 n 2Cout 為并聯關系，Ip 流經變壓器漏感 Lleakage 后,一部分流入 Lm 的勵磁支路，一部分流入 n 2Cout 負載支路，因此 Ip 主要由這兩個支路的電流疊加。t1 時刻諧振電流 Ir 第一次過零，諧振電容電壓上升到最大值，第一階段結束，輸出脈沖的上升段形成。

　　1.2 第二階段(t1～t2)

　　第二階段電路工作狀態如圖 4 所示，t1 時刻第二階段開始，諧振電流 Ir 反向過零，通過功率開關 Q 的反并聯二極管 D 續流，其仍然按正弦規律變化，諧振電容電壓 Vcr 開始下降，同時變壓器原邊電流 Ip 反向。t2 時刻，反向的諧振電流 Ir 第二次過零時，第二階段結束，輸出高壓脈沖的下降部分形成。在第二階段(t1～t2)的任何時刻內，給開關 Q 關斷信號，可實現零電壓關斷(ZVS)，另外開關 Q 的關斷信號不能超過 t2 時刻，否則將引起輸出脈沖的波形振蕩。類似于第一階段，由于諧振電容 Cr 電壓極性不變，二極管 Dp 仍然被反向截止，沒有電流流入 Rp 與 Dp 構成的續流支路。

　　1.3 第三階段(t2～t3)

　　t2 時刻，輸出高壓脈沖已經形成，第三階段隨即開始。該階段主要作用是將變壓器中殘余能量通過續流電阻 Rp 進行泄放，抑制副邊電壓 Vo 在該階段的振蕩。如圖 5 所示，Ip 正向時，電流主要流經電阻 Rp 與二極管 Dp 構成的續流支路，電阻電壓記為 UR，參考方向如圖所示，忽略二極管 Dp 壓降，諧振電容電壓 Vcr 等于負 UR，因此該階段輸出電壓 Vo 方向為負。該階段，若無二極管 Dp 與電阻 Rp 構成的續流支路，諧振電容 Cr 與變壓器原邊漏感 Lleakage 和勵磁電感 Lm 的諧振效應會使輸出波形產生振蕩，通常，變壓器原邊漏感 Lleakage 遠遠小于勵磁電感 Lm，根據公式( 1)可知，由變壓器漏感 Lleakage 引起的諧振頻率 f l 遠遠大于由變壓器勵磁電感 Lm 引起的諧振頻率 fm，在無續流支路條件下，輸出 Vo 的振蕩波形由這兩個頻率共同決定，添加續流支路并選擇合適的電阻 Rp 對于該階段 Vo 波形穩定有重要作用。當選取較大阻值的 Rp，能夠有效限制變壓器原邊電流 Ip ,但能量泄放速度慢，變壓器原邊漏感 Lleakage 和勵磁電感 Lm 與諧振電容 Cr 發生能量交換，因此 Vo 波形在該階段持續振蕩。當 Rp 選取較小時，有利于變壓器能量快速泄放，加快續流過程，能夠有效抑制振蕩。但另一方面較小的 Rp 會使變壓器原邊電流 Ip 較大，這對于續流支路的二極管耐力提出考驗。因此，添加該二極管 Dp 與電阻 Rp 的續流支路，并且選取合適的電阻 Rp 是極其重要的。

　　2 實驗驗證

　　為了驗證理論分析的正確性，搭建了原理樣機進行實驗。實驗中采用的功率開關 Q 型號為 IGW60T120，并聯二極管 D 型號為 RHRG30120，續流二極管 Dp 型號為 DSEP30-12A。鐵氧體材料具有高電阻率、低損耗的特點，在高頻磁性元件中應用廣泛，因此脈沖變壓器磁芯材料采用鐵氧體、型號為 UY30。原邊線圈采用線徑 0.1 mm×80 的多股利茲線，匝數為 12 匝，繞線方式為單層密繞;變壓器副邊線圈采用線徑 0.4 mm 漆包線，匝數為 800 匝，繞線方式為分層分段式繞法，該繞法的作用是減小高頻漏感和降低分布電容。同時，原副邊線圈繞在同一磁芯柱上，目的是提高耦合系數、減小漏感[21]。諧振電感磁芯為中心柱為圓柱形 E 型 ETD 鐵氧體，型號為 ETD59/62/21。實驗相關參數如表 1 所示。

　　圖 6 展示了 Vge、Ir、 Vcr、Ip、Vo 的實驗波形。由圖可知，輸出高壓脈沖 Vo 重復頻率為 10 kHz、幅值約為 10 kV、脈寬 tp 約為 14 μs，根據公式(2)，計算出理論脈寬 tp 為 12.5 μs。諧振電流 Ir 按正弦規律變化，最大值約為 6 A。諧振電流 Ir 前半周期形成輸出脈沖的上升部分(第一階段)，電流 Ir 后半周期形成輸出脈沖的下降部分(第二階段)。諧振電容電壓 Vcr 呈現脈沖狀，與輸出高壓 Vo 波形相似，最大值約為 130 V，由于諧振效應相較于直流源輸入電壓提升明顯。變壓器原邊電流 Ip 在續流開始階段有振蕩現象，隨著續流的進行，振蕩逐漸減弱最終趨于平滑。圖 7 為重復頻率 15 kHz 條件下實驗結果，由圖可知，輸出脈沖幅值約為 10 kV、脈寬約為 13 μs，各脈沖波形一致、波形穩定。另外注意到，當完整的正向脈沖形成后，緊接著形成一個反向的脈沖狀電壓，脈寬約為 10 μs、幅值約為 4 kV, 該反向電壓有利于激發 DBD 的二次放電，提高放電效率[22]。

　　圖 8 展示了頻率從 1～15 kHz 調節范圍內，有無續流支路的輸出高壓脈沖波形對比，調節方式是由 FPGA 控制板提供頻率可調的控制信號，經驅動電路驅動開關管 Q，從而達到頻率調節的目的。從圖 8(a)中可以看出，當無二極管續流支路時，輸出脈沖 Vo 幅值受到頻率影響較大，不同頻率下幅值不同，波形畸變嚴重，特別在 10 kHz 頻率下，輸出高壓脈沖幅值相對其他頻率更低。另外，輸出高壓脈沖波形在開關管關斷階段存在持續振蕩現象，表現為高頻振蕩(如圖中標注)與低頻振蕩的疊加。該高頻振蕩主要是由于變壓器漏感 Lleakage 與諧振電容 Cr 的諧振引起，持續的低頻振蕩主要是由于變壓器勵磁電感 Lm 與諧振電容 Cr 諧振引起。從圖 8(b)中可以看出,當加入續流二極管支路時，不同頻率下輸出高壓脈沖幅值和波形基本保持不變，隨著頻率的上升，脈沖的下降沿逐漸加快，輸出脈沖寬度 tp 減小，另外，脈沖反向電壓幅值也隨著頻率的上升而增大。在開關管關斷階段(即續流階段)，輸出 Vo 波形不發生振蕩，相較于圖 8(a)，輸出波形明顯改善。在圖 8(b)的續流階段，有一個負極性的直流偏置電壓，隨著頻率的上升，負直流偏置電壓增大，當頻率為 1 kHz 時，偏置電壓基本為零，當頻率為 15 kHz 時，偏置電壓約為 −1 kV。這是由于隨著頻率的上升，脈沖之間的時間間隔變短，續流過程尚未結束，下一周期的高壓脈沖已經到來，因此負直流偏置電壓會隨著頻率的上升而增大。

　　圖 9 為不同續流電阻 Rp 下的變壓器原邊電流 Ip 與輸出電壓 Vo 波形，正如第三階段分析，由圖 9(a)可知，隨著 Rp 的增大，變壓器原邊電流 Ip 減小，因此 Rp 的存在能夠有效限制變壓器原邊電流。由圖 9(b)可知，當 Rp 較小時，負向的過沖越明顯，隨著 Rp 的增大，該過沖減弱，但由變壓器勵磁電感 Lm 引起輸出脈沖振蕩現象越來越明顯。因此，電阻 Rp 的取值非常重要，過大或者過小的續流電阻均不利于輸出 Vo 波形的穩定。此外，負向電流的存在有利于磁芯的自復位，因此不需要添加復位電路。

　　圖 10 展示了開關管 Q 的驅動電壓 Vge、集電極與發射極電壓 Vce、諧振電流 Ir 波形。由結果可知，當諧振電流 Ir 負向時(即第二階段過程中)，諧振電流 Ir 通過 Q 的反并聯二極管 D 續流，忽略二極管壓降，開關管 Q 兩端電壓 Vce 為零，該過程中給開關管 Q 關斷信號，可實現零電壓關斷(ZVS)，有效降低開關損耗。

　　3 DBD 放電實驗

　　用該脈沖電源進行 DBD 放電實驗，實驗裝置圖如圖 11 所示。 DBD 反應器正負電極為圓形平板結構，直徑 56 mm。介質材料為有機玻璃，介質厚度 1 mm，空氣間隙 1.2 mm，反應器等效電容值為 40 pF。圖 12 是在開關頻率 10 kHz、幅值 10 kV 高壓脈沖激勵下，DBD 反應器的放電現象圖，從圖中可以觀察到明顯的放電現象。

　　圖 13 為相同條件下，有無續流支路時 DBD 放電的電壓電流波形。由圖 13(a)可知，在一個脈沖周期內，形成兩次由大量放電細絲組成的放電電流，第一次放電主要集中在輸出脈沖的上升沿部分，第二次放電主要集中在脈沖下降沿階段。放電細絲的形成是由于局部氣隙被擊穿從而形成大量隨機分布的微放電通道，這些微放電通道的壽命通常是幾十 ns。第二次放電的形成主要是由于第一次放電結束后阻擋介質上存在殘余電荷，當脈沖電壓下降到足夠低時，依靠阻擋介質上的殘余電荷產生的電壓，使氣隙反向擊穿，從而形成反向的二次放電電流。對比圖 13(a)與(b)可知，同樣 10 kV 高壓脈沖激勵下，當存在續流支路時，脈沖電壓波形更加穩定，DBD 放電電流幅值明顯高于無續流支路時的放電電流，特別是在脈沖下降階段，存在續流支路時輸出高壓脈沖具有更快的下降沿，二次放電的絲狀電流更加密集。由 DBD 放電實驗結果可知，續流支路的存在，不僅改善了輸出高壓脈沖的波形，也有利于提高低溫等離子體濃度和放電效率。需要指出的是，續流電阻所消耗的功率會隨著頻率的上升而增大，因此該電阻的功率容量也會限制最高工作頻率。

　　4 結　論

　　本文提出一種基于諧振電路與脈沖變壓器相結合的脈沖實現方案，對電路的運行模式進行了理論分析，并搭建了原理樣機進行實驗。容性負載下，實現頻率 1～15 kHz、幅值 0～10 kV 可調的高壓脈沖輸出，并且分析了續流支路對于輸出高壓脈沖波形的影響，利用該脈沖發生器驅動介質阻擋放電(DBD)反應器，取得了明顯的放電現象，輸出波形不僅沒有明顯畸變，而且幅值也不再隨著頻率的變化而變化，說明其工作狀態更加穩定。該高壓脈沖發生器具有以下優勢：僅使用一個開關管，電路結構簡單，輸出電壓穩定，脈沖前后沿陡峭，可實現零電壓關斷，開關損耗小，成本低。